无代码的代码跟踪gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba

工作文件探索支持GNSS计划和应用程序的技术和科学主题。beplay平台是黑网此常规列是协调的gydF4y2Ba博士教授。GünterheingydF4y2Ba他是欧洲伽利略操作与进化公司的负责人。gydF4y2Ba

工作文件探索支持GNSS计划和应用程序的技术和科学主题。beplay平台是黑网此常规列是协调的gydF4y2Ba博士教授。GünterheingydF4y2Ba他是欧洲伽利略操作与进化公司的负责人。gydF4y2Ba

伽利略公众受监管的服务(PRS)作为两种频率的一对信号,即E1(1575.42 MHz)和E6(1278.75 MHz)。该服务仅限于授权用户通过扩展码加密 - 仅具有必要键的接收器可以生成用于调制信号的伪随机扩展码。这原则上是GPS P码信号类似,这也是两个频率上广播的加密信号。gydF4y2Ba

在过去数十年的平民用户中,由于需要利用GPS P码的双频性能来补偿电离层延迟,已经开发了许多技术来处理P码而不需要访问加密密钥.这些技术包括无附加无附加,半径和互相关技术。这实际上是关于类似方法是否适用于PRS的问题。gydF4y2Ba

然而,这两种情况之间有一些显著的差异。首先,E1和E6上的PRS信号差异很大,带宽、调制和芯片率都不一样。这就排除了使用互相关连的方法。其次,在GPS历史的早期,平民社区就注意到p码是由流密码扩散序列(所谓的w码)加密的,该序列的加密速率比p码低。gydF4y2Ba

这使接收器能够利用他们对p码芯片的知识,在每个w码芯片的持续时间内执行完全一致的处理。最终的方法被称为半无代码处理,因为接收方知道p代码,但不知道调制它的w代码。再一次,这对于PRS来说是不可能的,因为就我们所知,没有这样的结构存在。gydF4y2Ba

然而,我们可能希望从PRS中提取测量值,特别是E1 PRS信号,有许多原因。例如,PRS的无编码处理首先是在信号质量监测的背景下提出的(见D. Borio)gydF4y2Ba等特别gydF4y2Ba(2012)附加资源)。E1 PRS最吸引人的特性之一是其极宽的带宽,这是由于调制它的高速率BOCc(15,2.5)子载波。该子载波信号具有一些非常有趣的特性,包括一个非常狭窄的相关函数,这导致了在热噪声和多径衰落信道中优异的测距性能。但是,相关函数是多峰的,由于可能跟踪相关器的侧峰,导致跟踪困难。gydF4y2Ba

无编码PRS处理的第二个用途是在防欺骗系统中,如斯坦福大学的一组研究人员提出的(见S. LogydF4y2Ba在附加资源等gydF4y2Ba)。可以通过移动,潜在的欺骗单元接收的信号对接收参考和可能是未淘汰站接收的那些交叉检查。该交叉检查的可靠性和准确性是可以测量信号的精度以及信号本身的完整性,这两者都可以通过改进的信号处理技术来增强,例如这里探索的信号。gydF4y2Ba

一个可以影响高阶BOC信号的问题,如E1 PRS,是所谓的码/子载波发散效应。由于信号的宽带特性,当码和副载波从发射机传播到接收机时,它们可能会经历差分延迟。最近的研究表明,这主要是由于接收机前端的群时延变化造成的,但也可能是天线相位中心变化和多径造成的。gydF4y2Ba

这促使我们需要能够测量代码/副载波的差异。然而,由于使用无线电管制计划的运作保安要求,部署监测站网络的费用非常昂贵,而且监测站的放置地点也受到严格限制。通过消除携带传播码加密密钥的需要,每个站点的成本可以减少数量级。gydF4y2Ba

这样的网络可能对系统操作员有益,但也可以设想其他用途:例如,这样的网络可能构成民用或私有身份验证系统的一部分。因此,我们可以设想一种低成本的监控方法,但要做到这一点,需要测量E1 PRS的编码和副载波相位,而不能访问传播码。不幸的是,无代码处理只允许测量副载波阶段。为此,我们引入了“无编码编码处理”的概念——BOC信号的无编码处理的简单扩展,除了子载波相位测量外,还提供了编码相位测量。gydF4y2Ba

信号模型gydF4y2Ba
我们将接收信号处理的输入信号建模为来自不同卫星的不同信号分量的和:gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(1)gydF4y2Ba(见右上方插图,所有方程)gydF4y2Ba

总和的地方gydF4y2Ba米gydF4y2Ba覆盖了所有可见的卫星信号,gydF4y2BaPgydF4y2Ba米gydF4y2Ba是来自SV的总信号功率gydF4y2Ba米gydF4y2Ba那gydF4y2BafgydF4y2Ba射频gydF4y2Ba是载波频率,gydF4y2BaϕgydF4y2Ba0米gydF4y2Ba是初始阶段,gydF4y2BatgydF4y2Ba米gydF4y2BaTxgydF4y2Ba(t)gydF4y2Ba是来自SV的信号的传输时间gydF4y2Ba米gydF4y2Ba在接收器时间gydF4y2BatgydF4y2Ba, 和gydF4y2BaxgydF4y2Ba米gydF4y2Ba(t)gydF4y2Ba是SV传输的复合信号集gydF4y2Ba米gydF4y2Ba.gydF4y2Ba

信号gydF4y2BaxgydF4y2Ba米gydF4y2Ba(t)gydF4y2Ba由一个或多个具有固定振幅和相位关系的组件组成(尽管这可能会被发射器和接收器之间的信道所改变):gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(2)gydF4y2Ba

在哪里gydF4y2Ba一种gydF4y2Ba米gydF4y2BalgydF4y2Ba振幅是gydF4y2BalgydF4y2BathgydF4y2Ba成分,gydF4y2BaϕgydF4y2Ba米gydF4y2BalgydF4y2Ba是相对相,gydF4y2BaggydF4y2Ba米gydF4y2BalgydF4y2Ba(t)gydF4y2Ba是芯片序列,包括数据位,辅助代码和主要扩展序列,以及gydF4y2Ba年代gydF4y2Ba米gydF4y2BalgydF4y2Ba(t)gydF4y2Ba是定期的子载波。例如,考虑伽利略E1信号,其具有三个组件:PRS,E1B和E1C。E1B和E1C部件与载体同相,而PRS为90°以异相。这意味着我们可以使用操作系统的载波跟踪来帮助我们的PRS处理。gydF4y2Ba

对于E1 PRS,子载波在每个芯片上要经过六个完整的周期。如图中蓝色(未过滤)图所示gydF4y2Ba图1gydF4y2Ba.发送信号由这些脉冲的无限列车组成,由+/- 1值芯片调制。未经授权的用户未知这些芯片,因此显示为随机序列。gydF4y2Ba

无附加的处理gydF4y2Ba
关于代码的子载波的高速率可用于在无附加的处理中用于从接收信号中擦除子载波,并且结果在每个单个芯片上相干地集成。然后将结果平方,其用于去除芯片值并使载波相加倍,并集成。平方过程自然导致SNR的显着损失,必须通过长时间(大约数百毫秒为几秒钟)来克服这一点。无附加的相关器输出被计算为:gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(3)gydF4y2Ba

在哪里gydF4y2BaK.gydF4y2Ba是计算相关和的芯片数量吗gydF4y2BangydF4y2BakgydF4y2Ba第一个样本的指数在gydF4y2BakgydF4y2BathgydF4y2Ba芯片。方括号中的相关性是对每个芯片进行计算的,然后对K个连续芯片进行平方和求和。注意,这个平方是一个复杂的操作,因为它保留了输入的实分量和虚分量。这与平方大小运算相反,平方大小运算总是产生一个真实的输出。gydF4y2Ba

由于来自任何一个卫星之间的信号分量之间的相干关系,因此可以通过从OS跟踪环路的多普勒估计反馈来消除很长的积分时间。但是,跟踪具有循环更新速率的数量,秒针需要仔细构造参数估计。在这项工作中,我们将总集成时间限制为不超过400毫秒,为C / N提供良好的输出SNRgydF4y2Ba0.gydF4y2Ba降低到大约40 dB-Hz。gydF4y2Ba

平方操作完全消除了扩展码提供的多访问保护。我们依靠多普勒差异的形式依赖频域分离,以提供来自其他卫星的多访问保护,以及相位和/或子载波正交性,以避免在同一卫星上的相同频带中的其他信号的自干扰。gydF4y2Ba

请注意,在(3)中,假设每个芯片集成的开始与子载波完全对齐。这允许我们通过最大化相关器输出来估计子载波阶段,但不提供用于生成单独的代码阶段估计的机制。gydF4y2Ba

扩展到代码跟踪gydF4y2Ba
在这里,我们通过允许整合每个芯片来扩展无附庸的相关概念,求和gydF4y2BangydF4y2Ba在(3)中,向子载波滑动。这相当于允许在本地副本中的代码和子载波之间的分歧,以匹配接收信号中的潜在发散。gydF4y2Ba

这种方法的一个显着优点是它允许我们在具有一个芯片(大约120米)的歧义上的PRS上测量,而不是子载波周期的一半的模糊性(约10米)。gydF4y2Ba

无附加概念到代码跟踪的扩展涉及概括(3)以解释代码延迟gydF4y2Baτ.gydF4y2BacgydF4y2Ba如下:gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(4)gydF4y2Ba

地点:gydF4y2Baτ.gydF4y2BacgydF4y2Ba是PRS代码阶段的接收器估计,gydF4y2BangydF4y2BakgydF4y2Ba(gydF4y2Baτ.gydF4y2BacgydF4y2Ba)gydF4y2Ba接收器的估计是第一个样本的索引gydF4y2BakgydF4y2BathgydF4y2Ba芯片给出了代码阶段估计,和gydF4y2Ba

NgydF4y2BakgydF4y2Ba(gydF4y2Baτ.gydF4y2BacgydF4y2Ba)=gydF4y2BangydF4y2BaK + 1gydF4y2Ba(gydF4y2Baτ.gydF4y2BacgydF4y2Ba)gydF4y2Ba-gydF4y2BangydF4y2BakgydF4y2Ba(gydF4y2Baτ.gydF4y2BacgydF4y2Ba)gydF4y2Ba

接收器的估计是对样品数量的估计gydF4y2BakgydF4y2BathgydF4y2Ba芯片。gydF4y2Ba

请注意,(3)和(4)之间的差别非常小,只是本地代码副本有效地允许相对于本地子载波副本滑动。gydF4y2Ba

假设接收器前端带宽小于90 Megahertz,O'Driscoll和Curran(参见其他资源)表明相关函数大约是:gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(5)gydF4y2Ba
方程gydF4y2Ba(6)gydF4y2Ba
方程gydF4y2Ba(7)gydF4y2Ba
方程gydF4y2Ba(8)gydF4y2Ba

和gydF4y2BaδϕgydF4y2BakgydF4y2Ba是平均相位误差gydF4y2BakgydF4y2BathgydF4y2Ba芯片。该相关函数对具有一个芯片的模糊性的码相误差敏感,并且具有一个半周期的模糊性的子载波误差。gydF4y2Ba图2gydF4y2Ba示出了对已经通过第八阶Butterworth滤波器的PRS信号进行评估的相关功能,其双面带宽为50 MegaHertz,假设单位电源和完美的相位跟踪。gydF4y2Ba

对于来自具有相同子载波调制的其他卫星的信号,无附加处理中唯一的多址保护源从相对多普勒通过相关间隔通过码相位误差的滑动,以及载波多普勒通过求和项来源在(5)中,这导致熟悉的SINC滚动,频率在本地副本和输入信号之间偏移恒定的多普勒偏移。当两个卫星具有相同的多普勒,如接收器所看到的,那么将导致“多普勒碰撞”,导致显着的多通道噪声贡献,如结果部分所示。gydF4y2Ba

无附加代码跟踪循环的设计gydF4y2Ba
由于我们有一个对码和子载波跟踪错误都敏感的无编码相关函数,现在有必要设计一个跟踪环路来将这些错误驱动到零。要做到这一点,需要鉴别器函数,每个代码和子载波跟踪可以检测相关的错误。gydF4y2Ba

定义Early (E)和late (L)相关器输出为gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(9)gydF4y2Ba
方程gydF4y2Ba(10)gydF4y2Ba
方程gydF4y2Ba(11)gydF4y2Ba

然后我们可以构建早期减去后期电力(EMLP)鉴别者如下:gydF4y2Ba

方程gydF4y2Ba(12)gydF4y2Ba

注意,E和L相关器的这个定义假设在所有相关器中本地复制码和子载波延迟之间的偏移量是相同的。这个假设将此方法与Double Estimator (DE)方法区分开来,并被称为Very Early Minus Late (VEML)方法(请参阅附加参考资料)。gydF4y2Ba

我们现在考虑两个相关器间距,使我们能够为子载波和码相位跟踪错误生成独立的鉴别器,如下所示gydF4y2Ba表1gydF4y2Ba.gydF4y2Ba

无附件跟踪gydF4y2Ba
在各种码和副载波相位估计上计算无编码码相关函数的机制如下所示gydF4y2Ba图3gydF4y2Ba.该结构被称为较早的减去后期(VEM1)结构,因为它计算了五个相关器输出:gydF4y2Ba

1.很早(VE):gydF4y2Ba信号与代码和子载波的非常早期的副本相关联(用于代码跟踪)gydF4y2Ba

2.早期(e):gydF4y2Ba该信号与代码和子载波的早期复制品相关联(用于子载波跟踪)gydF4y2Ba

3.提示(p):gydF4y2Ba信号与代码和子载波的当前最佳估计相关联(用于相位跟踪和C / N)gydF4y2Ba0.gydF4y2Ba估计)。gydF4y2Ba

4.晚(L):gydF4y2Ba该信号与代码和子载波的后期副本相关(用于子载波跟踪)gydF4y2Ba

5.很晚(重要):gydF4y2Ba信号与代码和副载波(用于代码跟踪)的非常晚的副本相关联。gydF4y2Ba

注意,在OS跟踪环路中跟踪信号动态,该循环提供载体驱动到无附加环路,如D. Borio更详细地描述gydF4y2Ba等特别gydF4y2Ba(2013)。gydF4y2Ba

一旦实现子载波锁,接收器就开始使用VE和VL相关器来驱动gydF4y2Baε.gydF4y2BacgydF4y2Ba零。这涉及驱动“代码NCO”的跟踪循环。通过将代码跟踪循环与子载波进行解释,此代码跟踪循环只需要跟踪代码/子载波分发的剩余动态(再次,请参阅其他资源)。一般来说,我们预计这种分歧是一个极其窄的动态过程,因此我们可以使用非常低的环路带宽,大部分百分点到赫兹的十分之一。这是说明的gydF4y2Ba图4gydF4y2Ba.gydF4y2Ba

上述接收器结构已在开源GNSS-SDR软件定义的无线电接收器中实现(参见C. Fernandez-PraadesgydF4y2Ba等特别gydF4y2Ba,额外的资源)。在以下部分中,我们使用模拟和实时信号展示了该接收器结构的操作。gydF4y2Ba

结果gydF4y2Ba
为了证明该方法的实用性,我们收集了两个不同的数据集。第一个是从硬件模拟器中收集的,在E1 PRS上使用一个已知的伪随机二进制序列。这为我们提供了一种机制,可以直接将完全一致的处理与无代码方法进行比较,尽管使用的是模拟数据。第二组数据集是一组较长的数据集,记录在静态的开放天空环境中,观察到两颗伽利略卫星。第二个数据集演示了使用真实信号的无编码编码处理方法,尽管由于我们对广播PRS扩频码的无知,无法将结果与完全相干处理进行比较。gydF4y2Ba

模拟器gydF4y2Ba
模拟数据集是在硬件模拟器上收集的,该模拟器以降采样版本的P-Code的形式生成“伪噪声”信号(见制造商)。模拟场景是一个短的(40秒)动态场景,视野中有6颗伽利略卫星。C / NgydF4y2Ba0.gydF4y2Ba所有信号的频率都很高(约为50 dB-Hz)。最高速度是每小时100公里。gydF4y2Ba

使用宽带数字转换器记录数据,该数字仪将数据收集,每个秒的复杂基带采样采样率为62.5兆样品,提供了大约50兆赫兹的双面带宽。将数据记录为16位复杂交错I,Q对。gydF4y2Ba

采用所给出的无编码跟踪参数对软件接收机进行配置gydF4y2Ba表2gydF4y2Ba.注意gydF4y2Ba散度的带宽gydF4y2Ba,这特别小。gydF4y2Ba

数据经过无编码处理和使用模拟器所使用的PN码来生成信号。伪距测量是基于代码延迟估计的两种处理技术产生的,无代码测量是对一个编码芯片进行模,或大约120米。gydF4y2Ba

图5gydF4y2Ba显示无附件相关器输出的绝对值,用于呈现。从图中可以清楚地跟踪信号,具有高信噪比。如在标题中所述,可以从该图中进行许多有趣的观察结果。gydF4y2Ba

首先,跟踪子载波相位的早期(E)和晚期(L)相关器,在几秒钟内非常迅速地拉入。这表明:a)无编码PRS跟踪开始时存在初始副载波相位估计误差;b)无代码跟踪循环能够感知这个错误并将其驱动为零。需要注意的第二个有趣的点是,非常早(VE)和非常晚(VL)的相关器有一个显著的初始偏移,在最初几秒内基本保持不变。在这一点之后,它们会聚在一起,最终在12秒左右相遇。这是由于接收器的跟踪逻辑。首先跟踪子载波,只有检测到子载波锁定时才启用代码跟踪。最后,当检测到密码锁时,缩小相关器间距,提高跟踪性能。gydF4y2Ba

相关器间距的缩小可以在VE和VL相关器在12秒左右的串联跳变中看到。图中最后一个值得注意的有趣点是,所有相关器的振幅在大约18秒时突然下降。事实证明,这是由于与prn12的多普勒碰撞。如上所述,无代码处理的一个副作用是完全消除了由扩展代码提供的代码划分多访问保护。当两个信号有相同的多普勒,就像接收机看到的,他们变得难以区分,没有多重存取保护。在这个数据集中,PRNs 2和PRNs 12在大约18秒的时候就会发生这样的碰撞,如图所示gydF4y2Ba图6gydF4y2Ba.gydF4y2Ba

这一切似乎都表明,我们确实可以从PRS中提取代码和副载波相位测量,只使用无代码处理。这在gydF4y2Ba图7gydF4y2Ba,它显示了完全相干(编码)和无编码处理策略之间的码相位和副载波相位测量的差异。注意,这些差异是取模一个芯片,或120米的编码相位和模一个半副载波周期,或10米的副载波相位。gydF4y2Ba

注意从图中,在大约10秒的初始上拉时间之后,所有卫星的代码测量几乎完美地对齐编码和无附加的处理方法。仔细检查表明,两种方法之间实际上存在小偏差大约一半。然而,这些结果确实令人信心地,无附庸的代码跟踪方法确实能够产生准确的代码测量。在编码和无附加处理技术之间似乎没有任何子载波相位偏压。gydF4y2Ba

所提出的无附加代码跟踪方法的优点是它允许我们监视代码和子载波之间的发散。这是说明的gydF4y2Ba图8gydF4y2Ba,它显示了由编码和无编码处理技术估计的分歧。再一次,编码和无编码技术之间大约半米的偏差是明显的,否则,无编码方法似乎确实给出了良好的估计代码/副载波散度。gydF4y2Ba

有趣的是要注意,对于信号发生器和接收器前端的这种特殊配置,在代码和子载波之间的三米(模数的一个半载波循环中)的清晰偏差。gydF4y2Ba

虽然使用来自硬件模拟器的数据对于证明无代码跟踪代码的概念是非常有用的,但它仍然是一个理想的情况,具有高C/NgydF4y2Ba0.gydF4y2Ba,回路中没有接收天线。gydF4y2Ba

Live Galileo数据gydF4y2Ba
为了进一步验证前一节中提出的结果,收集了一个实时数据集,其中包含从两个伽利略卫星广播的信号。使用60兆赫兹,复合物的采样率以1位分辨率收集30分钟的数据集,具有低相位噪声,传承晶体振荡器用作参考频率。使用的天线(参见制造商)永久安装在屋顶上,明确的天空视图下降至大约五度的升高。2015年12月12日在意大利伊普拉的联合研究中心在05:10和05:40之间进行了录音,位于大约45°48'40“北部和8°37'50”东方。C / NgydF4y2Ba0.gydF4y2Ba对OS信号的测量值约为40-45 dB- hz,比模拟数据集低10 dB。gydF4y2Ba

由于C/N大大降低,跟踪配置与模拟数据略有不同gydF4y2Ba0.gydF4y2Ba.参数记录在其中gydF4y2Ba表3gydF4y2Ba.注意,累积时间增加到400毫秒,或100个代码周期,以克服C/N的减少gydF4y2Ba0.gydF4y2Ba相对于模拟数据集。散度带宽也降低到0.01赫兹。这是一个非常窄的频带,但由于持续时间大约为30分钟,在这个数据集中效果是可见的。gydF4y2Ba

视图中的两个PRN的无附加相关器输出gydF4y2Ba图9gydF4y2Ba.将其与图5进行比较,我们看到C / NgydF4y2Ba0.gydF4y2Ba在这种情况下要低得多。但是,很明显代码在两个图中都被跟踪了(VE和VL相关器是平衡的)。gydF4y2Ba

这允许我们估计代码/子载波发散,如模拟数据所做的那样。回想一下,从模拟数据观察到大约三米的分歧。在这种情况下发散显示gydF4y2Ba图10gydF4y2Ba,两种prn均小于一米。有趣的是,PRN 14的散度似乎大约为零米,而PRN 12似乎有一个明显的偏差约半米。虽然需要更多的调查来确定这种差异的确切原因,但有趣的是,PRN 12是一颗车联网卫星,而PRN 14是一颗FOC卫星,其设计有显著不同。gydF4y2Ba

然而,可以明确的是,所提出的方法是观察码/副载波延迟时间变化的可行方法,这可能在信号质量监控环境中有用。gydF4y2Ba

结论gydF4y2Ba
这项工作的动机是由于在高阶BOC信号中调查代码/子载波发散的愿望。这种现象,其中非线性相位效应导致代码和子载波之间的相对延迟,可能导致严重的跟踪问题,包括频繁的子载波循环滑动甚至锁定锁定。伽利略E1 PRS信号是目前正在广播的最大的带宽高阶BOC信号,因此是研究代码/子载波发散的完美候选者。不幸的是,PRS信号被加密并受到高级安全分类,因此获得所需信息是具有挑战性的。通过开发“无附加代码跟踪”方法,我们能够获得具有相对低成本设备的所需的代码和子载波相位测量,而无需任何安全基础架构。实现该方法的接收器网络可以是提供廉价的PRS信号质量监测服务的方法,或者可以构成基于高精度的基于PRS的防欺骗机制的基础。gydF4y2Ba

未来的工作将研究这种方法在多径条件下产生距离测量的效用,其中PRS信号的宽带宽可能在降低测量噪声方面提供一些附加价值,即使由于平方而降低了信噪比。gydF4y2Ba

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